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氮化鎵（GaN）高電子遷移率晶體管（HEMT）因其高擊穿電壓和處理高RF功率的能力而以其在微波和毫米波功率放大器中的使用而眾所周知。最近，GaN技術(shù)也被用于在微波區(qū)域中創(chuàng)建低噪聲放大器（LNA），因為GaN的噪聲特性與其他半導(dǎo)體材料類似，最值得注意的是砷化鎵（GaAs）。在許多微波系統(tǒng)中，LNA受到不需要的高輸入功率電平，例如干擾信號。由GaN制造的LNA的一個特征是能夠承受這些輸入功率水平而不需要限制器，這是由于器件固有的堅固性。實際上，這是GaN LNA取代其GaAs對應(yīng)物的一個原因，因為GaAs LNA通常需要前端限制器，

盡管能夠在沒有限制器的情況下工作，但是GaN LNA并不完全不受高輸入功率的影響。當高功率干擾信號和期望信號都輸入到GaN LNA時，問題發(fā)生，然后突然關(guān)閉干擾信號。在這種情況下，GaN放大器不會立即恢復(fù)，因為在正常操作返回之前所需信號存在一些殘余失真。這種現(xiàn)象稱為脈沖恢復(fù)時間，并且一般而言迅速成為關(guān)于LNA的重要參數(shù)。過去的研究人員已經(jīng)研究了GaN LNA中的脈沖恢復(fù)時間，盡管這項工作的范圍有限。一項研究表明，某些放大器的恢復(fù)時間小于30 ns，但這些測量只使用了相干干擾器，并且總體測量數(shù)量有限。在具有限制器的GaAs LNA上進行脈沖恢復(fù)時間的第二次研究。限制器不僅影響了小信號性能，而且還增加了施加高功率時的恢復(fù)時間。在表現(xiàn)出DC和RF應(yīng)力之后，已經(jīng)對GaN HEMT噪聲性能的劣化進行了進一步的研究，這可能導(dǎo)致正向柵極電流并損壞柵極器件。然而，這項工作沒有明確解決LNA中的脈沖恢復(fù)時間。其他論文同樣分析了GaN放大器對高輸入功率過驅(qū)動的生存能力，但這項工作再次對脈沖恢復(fù)時間幾乎沒有了解。限制器不僅影響了小信號性能，而且還增加了施加高功率時的恢復(fù)時間。在表現(xiàn)出DC和RF應(yīng)力之后，已經(jīng)對GaN HEMT噪聲性能的劣化進行了進一步的研究，這可能導(dǎo)致正向柵極電流并損壞柵極器件。然而，這項工作沒有明確解決LNA中的脈沖恢復(fù)時間。其他論文同樣分析了GaN放大器對高輸入功率過驅(qū)動的生存能力，但這項工作再次對脈沖恢復(fù)時間幾乎沒有了解。限制器不僅影響了小信號性能，而且還增加了施加高功率時的恢復(fù)時間。在表現(xiàn)出DC和RF應(yīng)力之后，已經(jīng)對GaN HEMT噪聲性能的劣化進行了進一步的研究，這可能導(dǎo)致正向柵極電流并損壞柵極器件。然而，這項工作沒有明確解決LNA中的脈沖恢復(fù)時間。其他論文同樣分析了GaN放大器對高輸入功率過驅(qū)動的生存能力，但這項工作再次對脈沖恢復(fù)時間幾乎沒有了解。

測量測試設(shè)置

Custom MMIC設(shè)計的設(shè)置使用兩個信號發(fā)生器，第一個提供8.5 GHz的帶外干擾信號，第二個提供7.5 GHz的所需連續(xù)波（CW）帶內(nèi)信號。來自＃1的干擾RF信號使用由具有低占空比的方波控制的單刀單擲（SPST）開關(guān)來脈沖。由于SPST的快速上升/下降時間（大約為1.8 ns），我們選擇脈沖信號路徑，而不是干擾放大器的偏置電路。此外，脈沖電源會在輸出端出現(xiàn)高水平的振鈴。干擾信號由外部功率放大器（PA）放大，然后用無源功率合成器加到所需信號上。我們使用了一個循環(huán)器，端接在20 dB焊盤和高功率50歐姆負載，在組合器和被測器件（DUT）之間，以防止任何高功率失配信號反射回PA。然后用另外的20 dB衰減器衰減DUT的輸出，通過帶通濾波器發(fā)送通帶為7.25至7.75 GHz，然后輸入數(shù)字化示波器。濾波器衰減干擾信號，以便精確測量脈沖恢復(fù)時間。最后，我們使用兩個不同的示波器進行測量。泰克數(shù)字串行分析儀示波器用于測量較短脈沖寬度的恢復(fù)時間，而Hewlett Packard數(shù)字化示波器用于測量使用較長脈沖時的恢復(fù)時間。

測試程序包括改變脈沖寬度和干擾信號的輸入功率，同時保持所需信號的功率恒定在-10dBm。我們的技術(shù)簡介中提供了測試條件的摘要，包括脈沖寬度，重復(fù)率和干擾信號的功率電平。值得注意的是，干擾信號的輸入功率在15和27 dBm之間變化，輸送到DUT的總能量是關(guān)注的重要參數(shù)。所有使用短脈沖的測量均在Tektronix示波器上進行，而長脈沖測量則在Hewlett-Packard示波器上進行。